同步整流可改进反激式高频开关电源的交叉式调节率

当挑选一个可从单高频开关电源造成多輸出的系统软件拓扑时，反激式高频开关电源是一个明智的选择。因为每一变电器绕阻上的工作电压与该绕阻中的线圈匝数成占比，因而能够 根据线圈匝数来轻轻松松设定每一输出电压。在理想化状况下，假如调整在其中一个输出电压，则全部别的輸出将依照线圈匝数开展放缩，并长期保持。殊不知，在现实状况中，内寄生元器件会相互减少未调整輸出的负荷调节。在本高频开关电源小提示中，我将进一步讨论内寄生电感器的危害，及其怎么使用同步整流替代二极管来大幅度提高反激式高频开关电源的交叉式调节率。比如，一个反激式高频开关电源可各自从一个48V键入造成2个1A的12V輸出，如图所示1的简单化模型仿真图示。

理想化的二极管实体模型具备零顺向压力降，电阻器可忽略。变电器绕阻电阻器可忽略，只能与变电器导线串连的内寄生电感器才可以模型。这种电感器是变电器内的走电感，及其印刷线路板（PCB）印刷线和二极管内的内寄生电感器。当设定这种电感器时，2个輸出互相追踪，由于当二极管在电源开关周期时间的1-D一部分通断时，变电器的全藕合会促进2个輸出相同。图1该反激式简单化模型模拟了走电感对输出电压调整的危害。如今考虑一下，当您将100nH的走电感导入变电器的二根二次导线，而且将3μH的走电与初中级绕阻串连时，可能产生哪些。这种电感器可在电流量相对路径中创建内寄生电感器，在其中包含变电器內部的走电感及其PCB和别的元器件中的电感器。当原始场效应三极管（FET）关闭时，原始走电感依然有电流量流动性，而次级线圈走电感打开初始条件为0A的1-D周期时间。变电器磁芯上出現底座工作电压，全部绕阻同用。该底座工作电压使初中级走电中的电流量斜降至0A，并使次级线圈走电电流量斜升以将电流量传送到负荷。

当2个轻载輸出时，电流量在全部1-D周期时间不断流动性，输出电压均衡优良，如图2图示。殊不知，当一个轻载輸出和另一个轻载輸出时，轻载輸出上的輸出电容器趋向于从该底座工作电压产生最高值电池充电；由于电流量快速回暖到零，其輸出二极管将终止通断，。请参照图3中的波型。这种内寄生电感器的最高值电池充电交叉调节危害一般 比镇流器顺向压力降独立造成的要差得多。图2当对2个輸出释放轻载时，在全部1-D周期时间内，次级绕组电流量在2个次级绕组中流动性。您能够 见到上边鲜红色迹线上的底座工作电压。图3轻载次级线圈1和轻载次级线圈2。底座工作电压对次级线圈2的輸出电力电容器开展最高值电池充电。不管负荷怎样，同歩镇流器有利于根据在全部1-D周期时间内强制电流注入2个绕阻来缓解此难题。

显示信息了具备与图3同样负荷标准的波型，但用理想化的同歩镇流器替代了理想化的二极管。因为同歩镇流器在底座工作电压减少后保持稳定情况，因而即便出現比较严重不平衡的负荷，2个输出电压也可以非常好地互相追踪。尽管次级线圈2的均值电流量十分小，但均方根（RMS）成分依然能够 非常高。这是由于，与图3中的理想二极管不一样，同歩镇流器在全部1-D周期时间期内可强制性持续电流量流动性。趣味的是，电流量在这里一周期时间的绝大多数時间内务必是负的，以确保低均值电流量。显而易见，您放弃更优的调整以保持高些的循环系统电流量。殊不知，这并不一定代表总耗损会高些。同歩镇流器的顺向压力降一般 远小于二极管，因而同歩镇流器在较高负荷下的高效率一般 要好很多。图4用同歩镇流器替代二极管以强制电流在2个次级绕组中流动性，并清除底座工作电压的最高值电池充电。

您能够见到对交叉调节的危害。2号輸出上的负荷在1A时长期保持，而2号輸出上的负荷则在8mA到1A中间波动。在小于100mA的负荷下，当应用二极管时，因为底座工作电压最高值电池充电的危害，交叉调节比较严重减少。请记牢，您往往只见到走电感的危害，是由于在这种仿真模拟中应用的是理想化的二极管和理想化的同歩镇流器。当考虑到电阻器和镇流器的顺向压力降危害时，应用同歩镇流器的优点会进一步突显。因而，以便在多輸出反激式高频开关电源中保持非凡的交叉调节实际效果，请考虑到应用同歩镇流器。

除此之外，您还将会提升高频开关电源的高效率。查询TI用以PoE运用参照设计方案的40V至60V键入40W双輸出防护反激式转化器（4.33A时6V）和3类双輸出防护反激式转化器，以做为应用同歩镇流器的反激式高频开关电源实例。图5图5该图显示信息了2个輸出中间的交叉调节，在其中2号輸出上的1-A负荷长期保持，而2号輸出上的负荷持续转变，进而突显了同歩镇流器怎样缓解走电感的危害。